学术咨询

让论文发表更省时、省事、省心

HPLC&RF双模系统中无线通信的导频设计

时间:2021年08月28日 分类:电子论文 次数:

摘要:随着高速电力线载波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication,HPLC)技术在电力物联网中的推广和应用,其面临的组网孤岛/孤点、停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题逐步显现。无线(RadioFrequency,RF)通信能够有效地解决这些问题,从而成

  摘要:随着高速电力线载波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication,HPLC)技术在电力物联网中的推广和应用,其面临的组网孤岛/孤点、停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题逐步显现。无线(RadioFrequency,RF)通信能够有效地解决这些问题,从而成为了HPLC的有力补充。对于HPLC&RF双模系统中的无线通信,现有的导频设计没有充分考虑其典型应用信道的时频相关性,为此提出了一种新的导频设计方案。该方案增加了导频的频域密度,以更好地适应频率选择性高的信道;同时基于所有典型信道随时间变化缓慢的特性,降低了导频的时域密度;另外,重新设计了导频的时频位置,以进一步降低信道估计的复杂度。新方案的导频开销为原方案的1/2。仿真结果表明,所提方案的性能均优于原方案,且适用的信道估计方法简单,计算复杂度低,易于实现,能够更好地满足双模系统的推广应用需求。

  关键词:电力物联网;高速电力线载波通信;双模系统;导频设计;信道估计

无线通信

  引言高速电力线载波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication,HPLC)是在低压电力线上进行数据传输的宽带电力线载波技术,具有速率高、实时性强、抗干扰能力强、传输可靠性高、可实现芯片互联互通的特点,能够满足现阶段用电信息采集的需求,正在得到越来越广泛的应用。但是随着用电系统的不断发展,电力电子器件和变频设备得到广泛应用,电网电磁环境变得越来越复杂,造成了恶劣的电力线载波通信环境[1]。恶劣的通信环境带来了组网的孤岛/孤点问题。

  电网论文范例: 基于复杂网络理论的互联电网Braess悖论现象研究

  除此之外,HPLC还面临着停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题。无线(RadioFrequency,RF)通信可以避开电力线环境中的干扰和噪声,解决组网孤岛/孤点、停电事件上报成功率低、单跳通信距离短等问题,从而成为了HPLC的有效补充。但是无线通信又容易受到周围环境影响,尤其是在建筑楼宇内,无线信号会有盲区。

  HPLC与RF的融合,即HPLC&RF双模系统,将大大拓展HPLC的应用发展空间,在满足电网抄表应用需求的前提下,又可满足智能电网的各种扩展应用,同时还可以为智能家居应用提供高速可靠的解决方案。双模系统中的无线通信(简称双模无线)物理层采用正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM)技术,并定义了长训练序列(LongTrainingField,LTF)和导频以辅助信道估计。信道估计的性能对于OFDM系统至关重要[2],而导频图案的设计直接影响信道估计的方法和性能。根据系统应用的典型信道环境来设计导频图案,在保证信道相关性的前提下,用尽可能小的导频开销获得最佳的信道估计性能。

  双模无线系统有9种典型信道,这9种信道随时间变化缓慢,在时间间隔为50个OFDM符号时,信道的时域相关性仍均大于0.95。但部分信道的频率选择性较为明显,例如恶劣城市1信道下,当频率间隔为10个子载波时,其频域相关性已小于0.5。原导频方案中,导频的平均时域间隔为3个OFDM符号,频域间隔为4个子载波[3]。这样的导频图案在进行二维维纳滤波信道估计时,尽管时域性能较好,但在频域能够参与滤波的子载波数少,导致其性能不佳。

  本文提出一种新的导频方案,该方案增加了频域导频密度,以更好地适应频率选择性高的信道;同时基于所有典型信道均随时间缓慢变化的特点,降低了时域导频密度;另外,重新设计了导频的时频位置,以进一步降低信道估计的复杂度。新导频方案在总体导频开销下降一半的情况下,采用简单的信道估计算法就能够获得更优的信道估计性能。仿真结果表明,新的导频方案在导频开销下降一半的情况下,误块率(BlockErrorRate,BLER)为1%对应的信噪比(Signal-to-NoiseRatio,SNR)性能比原导频方案更优。

  1系统模型

  每帧发送的信号包括同步头和物理层载荷,其中同步头包括短训练序列(ShortTrainingField,STF)和长训练序列LTF,STF和LTF均为已知序列,STF占用4个OFDM符号,LTF占用2个OFDM符号。物理层载荷包括物理层头(PhysicalHeader,PHR)和载荷数据(PhysicalServiceDataUnit,PSDU),PHR承载用于PSDU解调的控制信息。PHR的OFDM符号数与调制编码方式(ModulationandCodingScheme,MCS)相关,PSDU的OFDM符号数与载荷数据大小、MCS等相关。

  另外,双模无线系统定义了多组频域导频图案,物理层帧在LTF之后,所有物理层载荷OFDM符号,包括PHR和PSDU,每个符号依次循环使用一组导频。在发射端,将PHR信息进行Turbo编码、打孔、交织、分集拷贝处理,将PSDU信息进行加扰、Turbo编码、打孔、交织、分集拷贝处理,最终将经过处理的PHR、PSDU进行星座点映射、加导频载波后,经过快速傅里叶逆变换(InverseFastFourierTransform,IFFT)完成频域到时域的变换。

  在时域,加入STF和LTF,加循环前缀,然后进行加窗、数模转换、上变频、功放,最后通过天线发射出去。在接收端,接收数据经过低噪放、下变频、滤波得到基带数据,完成同步,进行FFT变换得到频域数据,使用频域数据(训练序列、导频)进行信道估计和频偏估计,然后进行解调,PHR和PSDU经过分集合并、解交织、解打孔、Turbo译码,PSDU还需要解扰,最终得到对应信息。

  2原导频方案

  物理层模式Option1和Option2分别定义了7组频域导频图案PilotSet1,PilotSet2,…,PilotSet7。Option3定义了3组频域导频图案PilotSet1,PilotSet2,PilotSet3。物理层帧在LTF之后,所有物理层载荷OFDM符号,包括PHR和PSDU,每个符号依次使用一组导频。以Option3为例,当物理层载荷OFDM符号数为12时,导频的时域间隔为3个OFDM符号,频域平均间隔为4个子载波。

  3新导频方案

  双模无线系统的应用环境对应9种典型无线信道[3],无线信道随时间变化非常缓慢,虽然“农村2”“恶劣城市1”“山区2”信道随时间变化相对较快,但即使是这些信道,在间隔为50个OFDM符号时信道的时域相关性仍大于0.95。

  考虑到双模无线系统的典型应用环境,设计导频图案时,在保证信道相关性的前提下应尽量减小导频开销,以提高频谱利用率。原导频方案的时域密度过大,而频域密度不足,因此设计新导频图案如下:假设物理层载荷OFDM符号数为N,其索引依次为1,2,…,N。当OFDM符号索引n满足mod(n,Tp)=0时,该OFDM符号上的所有偶数有效子载波均为导频子载波,其中Tp=14。

  间隔为14个OFDM符号时,信道的时域相关性大于0.95,能够满足导频设计的时域相关性要求,且能够容许残留频偏±2×10-5。导频的频域间隔为2个载波时,信道的频域相关性均大于0.95,可以满足导频设计的频域相关性要求。导频数据由初始值全是1的伪随机序列产生,每次生成的比特数为一个OFDM符号的1/2有效子载波数,伪随机序列每帧初始化一次,其生成多项式为S(x)=x10+x3+1。导频子载波统一采用二进制相移键控(BinaryPhaseShiftKeying,QPSK)调制。在新导频图案中,物理层载荷每隔14个OFDM符号有1个OFDM符号上承载导频,该符号的所有偶数有效子载波均为导频子载波,因此导频密度为1/28。

  而在原导频图案中,每个物理层载荷OFDM符号中均有导频子载波,对于Option1,每104个有效子载波中有8个导频子载波,因此导频密度为8/104;对于Option2,每52个有效子载波中有4个导频子载波,因此导频密度为4/52;对于Option3,每20个有效子载波中有2个有效子载波,因此导频密度为2/20。新旧导频图案的导频密度对比,可以看出,不同物理层模式下,新导频图案的导频密度均约为原导频方案的1/2。导频密度小,意味着导频开销少,进而有更多的资源元素(1个资源元素时域对应1个OFDM符号,频域对应1个子载波)可以用作数据传输,频谱利用率更高。

  4新导频方案下的信道估计方法

  在新导频图案下,采用LTF和导频联合进行DFT信道估计[4-7]。双模无线系统为单发单收系统,频域接收信号可建模为y=hx+n。

  (1)式中:y为频域接收信号,x为LTF或导频的频域发射符号,E|x|2=1,h为频域信道,n是均值为零,方差为σ2的噪声。Step1利用最小二乘(LeastSquare,LS)算法获得LTF和导频位置处的信道估计值:^hLS=y·x*。(2)式中:^hLS为LS信道估计值;y为频域接收信号;x为发射的频域已知信号,包括频域LTF符号和导频符号;()*为共轭操作。

  Step2LTF时域上占用2个连续的OFDM符号,频域上占用所有有效子载波,因此可将2个LTFOFDM符号的LS信道估计值累加平均,作为第2个LTFOFDM符号的LS信道估计值。接下来仅利用第2个LTFOFDM符号和导频OFDM符号中的LS信道估计值,进行后续的信道估计处理。

  Step4将^hLS,7利用离散傅里叶逆变换(InverseDiscreteFourierTransform,IDFT)变换到时域,在时域经降噪处理后,利用离散傅里叶变换(DiscreteFourierTransform,DFT)再重新变回到频域,并将该频域信道估计值作为索引为1~13的OFDM符号的信道估计值。该信道估计方法不需要估计信道的特征参数,例如多普勒频移、时延扩展等,也不需要矩阵求逆或事先存储滤波器系数,计算量小,对硬件的要求不高,易于实现。

  5性能仿真

  仿真采用9种典型信道:加性高斯白噪声(AdditiveWhiteGaussianNoise,AWGN)、农村1、农村2、典型城市1、典型城市2、恶劣城市1、恶劣城市2、山区1、山区2。固定PSDU物理块长为260,Option1、2和3分别采用MCS等级MCS0(BPSK)、MCS1(BPSK)和MCS2(QPSK),此时总的物理层载荷符号数分别为193、200、280。PHR和PSDU的信道编码为Turbo编码。原导频方案采用的信道估计方法为时域线性插值、频域维纳滤波[7]。仿真时长为10000帧。

  误块率BLER=1%时,新导频方案的SNR值更低,性能增益主要来自于新导频方案的频域导频密度更大。与原导频方案相比,新导频方案的频域导频密度增加了一倍,这非常有利于频率选择性明显信道,例如恶城1、山区2。但是从表6~8中也可以看出,对于频率选择性不明显的信道,新导频方案同样有性能增益,这主要是因为基于原导频方案在进行频域维纳滤波时,由于没有进行信道类型的判断,因此仅利用了左右各4个导频载波(相邻导频间隔为4个载波)进行维纳滤波,而实际上,如果能够判断信道类型,对于这些频率选择性不明显的信道,可以采用更多的导频载波频域维纳滤波,以获得更优的性能。

  6结论

  本文针对HPLC&RF双模系统中的无线OFDM通信,根据其应用的典型信道环境,提出了一种新的导频设计方案。与原导频方案相比,该方案的导频开销降低为原来的1/2,但性能比原方案更优,可以更好地满足HPLC&RF双模系统在电力物联网中的推广和应用需求。

  参考文献:

  [1]陈丽恒.新一代高速双模系统中高速无线通信的定时同步方案[J].电网技术,2019,43(S2):145-149.

  [2]何江.OFDM系统的信道估计研究与实现[D].成都:西南交通大学,2017.

  [3]IEEE.IEEEstandardforlocalandmetropolitanareanetworks-Part15.4:low-ratewirelesspersonalareanetworks(LR-WPANs)Amendment3:physicallayer(PHY)specificationsforlow-data-rate,wireless,smartmeteringutilitynetworks:IEEEStd802.15.4g[S].NewYork:IEEE,2012.

  [4]樊蓉,慕福奇,苏明月.OFDM系统基于导频的DFT信道估计改进算法[J].南京邮电大学学报(自然科学版),2015,35(2):79-83.

  [5]孙晨.适用于IEEE802.11ac标准的信道估计与均衡技术研究[D].重庆:重庆大学,2017.

  [6]谢显中,董雪涛,陈鑫.利用前导符号和非均匀导频进行联合信道估计的方法:10078357.1[P].2007-04-02.

  [7]彭天笑,潘嘉,酆广增.一种改进的2×1-D维纳滤波器OFDM信道估计器[J].电路与系统学报,2007,12(5):7-11.

  作者:张春玲,王丹,赵训威

NOW!

Take the first step of our cooperation迈出我们合作第一步

符合规范的学术服务 助力您的学术成果走向世界


点击咨询学术顾问